反激式开关电源的RCD钳位电路由电阻R1、电容C1和二极管D1组成，如下图，其间：Lk为变压器的漏感，Lp为变压器原边绕组电感、Cds为Q1的寄生电容、T1为变压器、Q1是开关管、D2是输出整流二极管，E1是输出滤波电容。

  变压器漏感Lk与原边电感Lp串联，原边电感Lp与变压器T1并联。原边电感Lp的能量可经过抱负变压器T1耦合至副边，给后端负载供给能量。但变压器漏感Lk的能量无法耦合至副边，只能经过寄生电容开释能量，引起的尖峰电压，能够经过电阻R1吸收回路吸收能量。

  为了简化，其他的元器件已去掉，作业进程：Vin是整流之后的直流脉动电压，当开关管Q1关断时，漏极电流敏捷下降，变压器原边电流给Cds充电，D1导通。由于C1容值远大于Cds，所以Lk开释的能量主要给C1充电。

  由于电容电压具有不能骤变的特性，且电容值越大电压改动率越小，因而C1的存在，下降了开关管漏源电压尖峰值，减小了开关管电压改动率，电源的EMI也就较好。

  当绕组中的电流反向时，D1截止，C1充电完毕，此刻C1经过R1放电，C1吸收的漏感能量经过R1来耗费。

  1）下图是开关管Q1的Vds电压跟着时间改动的波形图，t1时间前也便是纵坐标为零时分，Q1导通，由于变压器原边电感较大，且电感两头电压与电流改动率成正比，因而流经漏感电流线时间时，由于变压器原边电感的效果，流经变压器的原边电流根本不变，且此刻RCD钳位电路中的二极管关断，输出电路的二极管D2反向截止。

  而在此刻电容C1向R1缓慢放电，当漏极电压大于整流后的输入电压与变压器副边的反应电压之和后，变压器原边的能量耦合到副边，并经整流二极管D2整流，以及E1电容滤波之后开端向负载供给能量。

  3）t2时间后，ds大于输入电压与C1此刻的两头电压之和，二极管D1导通，流经D1的电流急剧上升，一起钳位电容C1不断充电，直至t3时间变压器原边电流下降为零时，二极管D1再次关断，此刻漏极电压升至最大值。

  4）t3时间后由于寄生电容Cds两头电压大于输入电压，将有一反向电压加在变压器原边两头，因而，Cds与变压器原边励磁电感及其漏感开端谐振，谐振期间，开关管的漏极电压逐步下降，贮存于Cds中的能量的一部份将转移到副边，另一部分能量回来输入电源，直到谐振完毕，漏极电压安稳至直流输入电压（Vin）与变换器次级反射电压（Vor）之和巨细。

  为便利了解，对Q1关断时分的尖峰端Uds的波形电压解剖剖析，鄙人图中，Vdsmax=Vinmax+Vor+Vspike，其间：

  RCD钳位电路傍边，挑选适宜的电阻电容关于能量吸收以及输出功率和芯片发热起着要害的效果，有些开关电源是不需求RCD等其他吸收电路的，详细电路详细剖析，去掉之后芯片内置MOS管可能会简单损坏，因而，一般都要添加吸收电路。

  如下图是反激式开关电源部分电路，看看改动电阻R1阻值，Uds波形参数会有什么改动，取R1别离等于360K、180K、106K，市电输入190VAC、相同负载情况下测验的波形。

  从以上三张图能够看出，电阻越小，Vds电压越小，这是由于放电电流越快，由于C1吸收的能量靠电阻来耗费，可是R1过小会增大变压器能量损耗；

  事实上，电容值过大时，电容两头电压上升缓慢，变压器原边的能量不能快速传递到变压器副边；电容值过小，电容上电压很快会降到变压器副边反射电压，在开关管导通之前，箱位电路电阻将成为反激开关电源的死负载，耗费变压器的磁芯能量，下降整个电路功率。

  电容电阻都需求挑选适宜，如电压峰值比较大，那么电容的电压应力大，在满意箱位电路功用的效果情况下，可进行电容值的增大电容，然后能够下降电压电压峰值；

  一起需求调理箝位电路的电阻值，使得幵关管导通时，电容上电压降为挨近变压器副边反射电压，之后电容对电阻持续放电至开关管再次导通。